Branschens samlingsplats för verktyg, modeller och metoder för kontraktstillverkning inom Electronic Manufacturing Services (EMS)

EMC – Elektromagnetisk kompatibilitet

Inledning

Dagens kretskort blir allt mindre och använder sig av allt högre frekvenser, vilket har lett till att produkterna ofta inte har en tillräckligt bra elektromagnetisk kompabilitet (EMC). Det är inte ovanligt att konstruktioner lider av känslighet för störningar, stör själva för mycket eller i värsta fall lider båda tidigare nämnda egenskaperna. Att nå en god EMC är ett problem som många konstruktörer brottas med.

Man kan skydda sitt system i stort sett mot allt; kostnaden för en konstruktion ökar dock generellt sätt med en bättre EMC. Alla system behöver inte skyddas till samma nivåer. Bedömningen av vad som är tillräckligt är förmodligen den svåraste delen av EMC-design. Detta avsnitt innehåller information för att ge konstruktören ett stöd i den bedömningen och innehåller bland annat:

  • tumregler för EMC-design
  • förslag på kostnadsreduktioner som kan genomföras utan att behöva kompromissa med EMC eller rekonstruera sitt system
  • designtips på layout för så god EMC och låga kostnader som möjligt.

Avsnittet tar också upp ett antal problem som vanligen uppkommer, samt förslag på lösningar. Även om förslagen inte alltid ger en exakt lösning till ett specifikt problem, så är förhoppningen att man med hjälp av flera problemlösningar skall kunna skaffa sig den insikt som behövs för att lösa sitt specifika problem.

Uppdelning av areor

EMC-problem för kretskort kan delas upp i två olika områden, en inre och en yttre, se figur nedan. Beroende på hur många komponenter man har av varje kategori, kan man anpassa areornas storlek. Tyvärr går det inte att erhålla total kontroll av det yttre området, eftersom den är beroende av den omgivande miljön. För det inre området går det dock med rätt teknik att erhålla en god kontroll. De inre EMC-problemen beror oftast på att aggressiva och brusiga kretsar stör de mer känsliga. En av de vanligaste anledningarna till att problemet uppstår är en ofördelaktig komponentplacering.

Det inre området bör delas upp i olika areor så att de är avskilda dels från varandra och dels från den yttre miljön. Ett effektivt sätt är att dela upp kretskortet i två huvuddelar, en analog och en digital. Dessa huvuddelar skall därefter delas upp i allt mindre areor beroende på vilka komponenter som används, se kapitel Komponentplacering.

För att kunna skydda kortet bättre från yttre påverkan, bör man tilldela en ytterkant av kretskortet åt all kommunikation mellan den yttre och den inre miljön, se även kapitel Kontaktdon.

Exempel på uppdelning av kretskort i areor
Exempel på uppdelning av kretskort i areor

Kommunikation mellan konstruktörer

Eftersom de olika designfaserna utförs av olika konstruktörer är det viktigt med en bra kommunikation mellan konstruktörerna. Problem som annars lätt kan uppstå är t.ex. att layout-designern flyttar på komponenter som tillhör en specifik area till en annan, eller drar ledare genom eller bredvid areor de egentligen inte borde.

Ett bra sätt att undvika sådana missöden är att redan från den tidigaste designfasen tydligt visa de uppdelade areorna i alla ritningar och följa upp att fördelningen består genom de resterande designfaserna. Uppdelningen illustreras normalt med punktstreckade linjer runt rektangulära areor, som vardera täcker en uppdelad portion av konstruktionen.

Komponentplacering

Det är inte bara viktigt att dela upp kortet i olika areor, utan man måste även ta hänsyn till hur komponenterna placeras inuti areorna. Om komponenter placeras på ett felaktigt sätt kommer EMC-problem fortfarande att uppstå. Ett vanligt fall är om en störande komponent placeras i en areas ytterkant och en känslig komponent befinner sig i en närliggande areas ytterkant. Den störande kretsen kommer då fortfarande att påverka den känsliga trots att de befinner sig i olika areor, se figur nedan.

Efter att det är bestämt vilka komponenter som skall ingå i kretskortet, bör man dela upp dessa i olika kategorier beroende på vilka areor de skall tillhöra. Komponenterna delas sedan upp i ordning efter hur störande eller känsliga de är.

De mest störande och känsligaste komponenterna i respektive kategori bör placeras ut först och så centrerade inom sina areor som möjligt. Det kan verka som om det vore en bättre idé att placera dem vid kretskortets ytterkant, men ju närmare de är ytterkanterna, desto närmare är de den yttre miljön som man har liten kontroll över. De mest känsliga komponenternas ledare och kablar skall vara så korta som möjligt, då risken annars är att de börjar fungera som antenner, se kapitel Ledningslängder. Ledningar och kablar tillhörande andra komponenter och areor, bör dras så långt ifrån dessa komponenter och deras ledningar som möjligt.

All kommunikation mellan olika areor försämrar isolationen mellan dem. Därför bör man beakta att endast de ledningar som måste gå från en area till en annan gör det.

Dålig respektive bra komponentplacering i area
Dålig respektive bra komponentplacering i area

Mikroprocessorer

För att förhindra snabba att signaler färdas mellan CPU och externa minnen är det fördelaktigt att använda sig av en mikrokontroller som har ett inbyggt minne. Då går de snabbaste signalerna inom chipet där de inte lika lätt kan störa andra kretsar i konstruktionen.

Den digitala tekniken är långt framskriden och man kan idag få tag på snabba processorer billigt. Det är inte ovanligt att en mikroprocessor på 55 MHz kostar lika mycket som en på 5 MHz. Ur prestandaperspektiv väljer man då vanligtvis den snabbare, ur ett EMC perspektiv bör man beakta att högre frekvenser lättare inducerar störningar i systemet. Man bör därför inte använda snabbare processorer än nödvändigt. Genom att endast använda tillräckligt snabba kretsar reducerar man den elektromagnetiska interferensen (EMI) kraftigt, dessutom så minskar man generellt sett effektförbrukningen eftersom den avtar med frekvensen. Andra fördelar som fås med en mindre strålande krets är att layouten blir betydligt lättare att lägga då placeringskraven inte är lika höga.

Komponentfria kanaler

Ibland kan det visa sig nödvändigt att använda sig av extra skärmburkar för att isolera vissa areor. Har man då komponenter placerade mellan de två areorna kan det vara svårt att passa in skärmburken, då vissa komponenter kan vara i vägen.

Förslagsvis så bör komponenter som sammankopplar olika areor hållas helt inom den ena eller den andra arean. De bör placeras vid den kant som ligger närmast den motsvarande sammankopplade arean och deras ledningar bör dras direkt till deras respektive areor och bör inte gå i närheten av ledningar som tillhör andra areor.

Det är även viktigt att tänka på hur jordplanen är utformade och var de är placerade, exempelvis om A/D-omvandlaren placeras så att den har ett kluvet jordplan under sig, med en analog och en digital sida, bör man se till att inga digitala ledningar går över det analoga jordplanet och vice versa. Detta eftersom signalerna i digitala ledare har lätt att störa ut de mer känsliga analoga signalerna. Det är därför bättre att placera A/D-omvandlaren inom den digitala arean av sin konstruktion, som visas i figur nedan.

 

Placering av A/D-omvandlaren
Placering av A/D-omvandlaren

Ledningsdragning

Automatisk ledningsdragning

Då vissa kretskort har många ledare som skall dras, kan det ibland vara nödvändigt att använda sig av så kallad ”auto-routing”. Tyvärr så tar verktygen för ”auto-routing” generellt sett inte någon hänsyn till EMC. Kretskort där ledningarna är dragna automatiskt påvisar ofta brister, och därför bör man dra de mest kritiska ledarna manuellt.

Ledare som dragits automatiskt med ”auto-routing” bör genomgå en noggrann översyn så att de inte har placerats på sådant sätt att de försämrar EMC:n.

Vändningar

Ledare är viktiga att dra så att de behåller samma form längs hela vägen. När ledare inte dras och vinklas på korrekt sätt, kan diskontinuiteter i ledningen lätt uppstå. Osymmetrin i ledningen gör att ledningens impedans förändras, som i sin tur leder till att en del av signalen reflekteras tillbaka.

För att minimera diskontinuiteten i sina ledare bör man göra så små vändningar som möjligt och de bör som mest vändas med 45°. Figuren nedan visar några vanliga sätt att dra ledare på.

Bra och dåliga alternativ att dra ledare på
Bra och dåliga alternativ att dra ledare på
  1. Detta alternativ bör aldrig användas då bredden förändras för mycket i ledningen.
  2. Detta alternativ är mycket bättre än A. Här har man använt sig utav två vändningar på 45° istället för en på 90° och har på så sätt minskat diskontinuiteten i ledningen.
  3. Detta alternativ är klart bäst. Den ovala vändningen gör att man inte får någon diskontinuitet alls, eftersom ledaren är lika bred hela vägen. För att uppnå detta finns det dock en tumregel. Regeln säger att böjningen måste göras så att den får en radie som är större eller lika stor som 3 ggr dess bredd, d.v.s. r \ge {3b_1}
  4. T-formade ledningar ger också en stor diskontinuitet. Genom att strecka av ena benet, kan man tydligt se att den får samma form som ledningen i exempel A, och har därför samma, om inte sämre egenskaper.
  5. För att minska diskontinuiteten i exempel D, kan man göra en skåra vid ”takets” mitt. Det optimala värdet på avståndet a beror på ledningens karakteristiska impedans och skårans vinkel. Då det i praktiken blir svårt att räkna på, brukar man använda en tumregel som säger att a = {0,9b_1}

Loopar

Om man ur EMC perspektiv vill ha så korta ledare som möjligt så måste man också beakta loopar. Loopar består normalt av en signalledare och dess returledare och bör göras så korta och små som möjligt, eftersom oönskad EMI drabbar komponenter och ledare som befinner sig i vägen då signalledarens elektromagnetiska fält dras mot dess returledare. Man önskar alltså minimera area av loopen, eftersom en stor area gör att loopen strålar ut eller utsätts för mer störningar.

Enlagersloopar

Signalledare bör dras så nära deras returledare som möjligt och bör aldrig innefatta så stor area att loopen omsluter andra ledare och komponenter.

Signalledare och deras returledare bör dras så nära varandra som möjligt
Signalledare och deras returledare bör dras så nära varandra som möjligt

Flerlagersloopar

För flerlagerskort är problematiken med loopar mer komplex och man måste även ta hänsyn till hopp mellan referensplan vilket gör att loopen blir större. Om looparna inte är så stora är det oftast inte ett problem förrän man kommit upp i högre frekvenser. Om man har ett system med höga frekvenser, så bör man undvika hopp mellan referensplanen så mycket som möjligt, se figur nedan.

För väldigt höga frekvenser bör man dra returledaren så nära signalledaren som möjligt
För väldigt höga frekvenser bör man dra returledaren så nära signalledaren som möjligt

Ledningslängder

Man måste beakta att ledare fungerar som antenner och strålar ut energi, vilket genererar störningar i systemet. Hur mycket en ledare strålar beror på förhållandet mellan signalens frekvens och ledarens fysiska längd.

Om ledare är kortare än 1/20 av våglängden genom den, sker generellt sett ingen signifikant utstrålning.

När en ledare är 1/4 våglängd lång har den som mest utstrålning. Detta samband gäller även då våglängden är en udda multipel av 1/4, som 3/4, 5/4, 7/4 osv.

Exempel:

En våg med frekvensen 1 GHz har en våglängd på 30 cm, se ekvation nedan.

\lambda = c/f = {(3*10^8 m/s)/(1*10^9 Hz)} = 0,3 \:m = 30 \:cm

där λ är våglängden, c är ljusets hastighet och f är den använda frekvensen.

Det innebär att en ledare som går i denna frekvens strålar som mest då den är 7,5 cm lång och strålar nästan inte alls om den är 1,5 cm lång eller kortare.

Notera att ovanstående beräkningar gäller för ledare som befinner sig i vakuum. Ledare dragna i ett kretskort har lägre transmissionshastigheter än ljusets hastighet och får därför kortare våglängder, se kapitel Transmissions-ledningar.

Referensplan

Referensplan utgör en stor och viktig del för EMC hos ett system; ett dåligt referensplan ger som regel dålig EMC. Ledningar, ledningstrådar och dylikt har mycket högre impedans än referensplan och är således inga lämpliga referenser. Ett bra referensplan är ett plant lager av obruten metallisk ledare, helst med så låg resistivitet som möjligt. I ett referensplan kan returströmmar flyta fritt och är på så sätt inte lika intensiva. Då ett plan har mycket mindre impedans än en ledare, kan de ge en god referens även för högfrekventa signaler.

En tumregel för en lednings induktans är 1nH/mm. Det innebär att en 10 mm lång ledning har impedansen 6,3 Ω vid 100 MHz och 63 Ω vid 1 GHz, vilket kan beräknas med följande ekvation:

X_L = 2\pi*f*L

där L står för ledningens induktans och f är den aktuella frekvensen där man vill utvärdera impedansen.

Kluvna referensplan

Ibland har man inte tillräckligt antal lager till förfogande, eller så vill man minska antal lager för att minska kostnaderna. Då klyver man ett referensplan itu och får två istället för ett. Kluvna referensplan kan vara till såväl fördel som nackdel. Det kan ibland vara svårt att avgöra om man ska klyva planet eller hur man ska klyva det.

Om man skall dela på ett referensplan så bör man göra det längs gränsen mellan de digitala och analoga areorna. För att förhindra överhörningar bör man hålla dessa referensplan så separerade som möjligt. Samma problematik uppstår när man vill dela två olika digitala referensplan, exempelvis en FPGA som har en matningsspänning på 1,2 V men I/O behöver 3,3 V. Man klyver då ofta matningspänningsplanet och har ett gemensamt jordplan. Det är då viktigt att inga ledare korsar mellan de kluvna planen när man drar dem mellan jord och matningspänningsplanen.

Lageruppsättning

Fler lager i ett kretskort gör det lättare att uppnå god EMC. Nackdelen är priset på mönsterkort stiger med antalet lager. Beroende på hur många lager man har, kan man lägga upp dessa på olika sätt för att reducera EMI. Det är alltså inte endast betydelsefullt hur många lager man har, utan även hur man använder sig av dem. Ett kort som har flera lager kan tillägna hela lagerplan till jord och matningspänning. På så sätt får man mycket stabila referenser för dessa, vilket i sin tur reducerar EMI kraftigt. Kort med flera lager ger en större designfrihet då fler kombinationer av lagerplan kan göras för att skydda konstruktionen.

Man bör dock beakta att priset stiger med antalet lager, ett fyralagerskort är ca 50 % dyrare än ett tvålagerskort.

Enlagerskort

Enlagerskort har alltid svaga EMC-egenskaper, så har man ett system med antingen känsliga eller störande komponenter, bör man definitivt öka antal lager.

Tvålagerskort

Om man inte har alltför många ledningar som skall dras rekommenderas att använda ett lager som jordplan. Detta kallas även för mikrostripteknik och innebär att man har alla ledare på det övre planet närliggande det undre jordplanet, se kapitel Mikrostrip.

Det förhindrar returströmmar från att flyta fritt över kortet samt fungerar som en skärm som förhindrar störningar från att läcka in eller ut.

Om man inte använder sig utav mikrostriptekniker, bör man använda sig utav s.k. rutnätstekniker, vilket innebär att man korsar ledare som går i olika plan, se kapitel Rutnätsdragning.

Fyralagerskort

Beroende på hur kretsschemat ser ut kan olika typer av lageruppsättning passa bäst. Nedan kommer några förslag.

Vanligaste lageruppsättning
Vanligaste lageruppsättning

Den här uppsättningen är den vanligaste och oftast den bästa lösningen. Genom att ha jordplanet nära kraftplanet, får man bra egenskaper för returströmmar och eftersom de är placerade mellan signalplanen skärmar de signalplanen väl från varandra.

Lageruppsättning vid extremt kritiska signaler
Lageruppsättning vid extremt kritiska signaler

Den här lösningen kan vara bra då man har extremt kritiska signaler, som lätt kan stråla ut störningar eller som är extremt känsliga för det. Då låter man de mindre kritiska signalerna gå i det översta lagret och de mer kritiska mellan jord- och matningsspänningsplanet. På så sätt bildar jord- och matningsspänningsplanen en skärm som omsluter de kritiska signalerna. Nackdelen är att väldigt många viahål kan behövas för att komponenter skall kunna anslutas till signalledarna.

Omslutande lageruppsättning
Omslutande lageruppsättning

Med den här uppsättningen omsluter man båda signalplanen och skyddar dem från yttre störningar såväl som man hindrar dem från att störa ut. Nackdelen är att det kommer att krävas många viahål, vilket är kostsamt. Dessutom så innebär varje avbrott i jord- och matningsspänningsplanen en försämring av referensplanen och skärmarna som de bildar. Ytterligare en nackdel är att signalerna är dåligt skyddade från varandra. Detta är generellt inte den bästa lösningen och rekommenderas inte.

Sexlagerskort

Har man fler lager än fyra så gäller samma regler som ovan. Fördelen med att ha fler än fyra är att man kan kombinera flera utav de ovanstående förslagen, t.ex. med ett sexlagerskort kan man kombinera det första och andra exemplet.

Sexlagerskort med tre signalplan
Sexlagerskort med tre signalplan

I figuren ovan används tre signalplan. Det sjätte planet blev tilldelat som jordplan för att förbättra EMC:n. För konstruktioner med två olika matnings-spänningar, kan det löna sig att ha två kraftplan och ett jordplan istället, så att man slipper klyva matningsplanet itu.

Hål

Genomborrningar såsom viahål, styrhål och dylikt ökar induktansen hos ett plan, vilket försämrar dess egenskaper vid högre frekvenser. Beroende på hur hålen är placerade i förhållande till varandra så flyter strömmen förbi dem olika effektivt, se figur nedan. Dessutom försämrar varje hål i ett referensplan det skydd som den utgör för EMI. Ett sätt att se på varför det blir större induktans i ett plan i det dåliga exemplet i figuren nedan är att:

Varje hål har en viss induktans. Har man flera små separata hål så kan man se dessa som parallellkopplingar, vilket gör att man får mindre total induktans jämfört med om man hade haft flera hål så tätt att de bildar ett stort och gemensamt hål.

Seriekoppling av två likadana spolar med induktiva reaktansen XL:

X_L + X_L = 2X_L

Parallellkoppling av två likadana spolar induktiva reaktansen XL:

{(X_L * X_L)/(X_L + X_L) = (X_L * X_L)/(2X_L) = X_L/2}

Man kan från ekvationerna se att seriekopplingens induktans är fyra gånger större än parallellkopplingens.

En tumregel säger att alla hål måste ha dimensioner som är 0,01 eller mindre för den maximala frekvensen, t.ex. för 1 GHz så skall hålet vara lika med eller mindre än 1,5 mm.

Bra respektive dålig placering av via-hål
Bra respektive dålig placering av via-hål

Varje via som går genom ett referensplan skall helst ha referensplanet runt viahålet för att strömmar lättare skall kunna flyta förbi och på så sätt minska induktansen i referensplanen.

Ett annat sätt att se på det är:
När viahålen fungerar som spolar, så får man en större överhörning (crosstalk) när de befinner sig nära varandra. Har man ett jordplan mellan viahålen avgränsar man dem från varandra och kan på så sätt minska överhörningen.

Ytmonterade och hålmonterade komponenter

För att kunna montera hålmonterade komponenter, även kallade HMD – Hole Mounted Device, behöver man ha ett visst antal viahål. HMD:er tar upp mer plats på kretskortet, har sämre EMC och utgör en merkostnad. De är även högre och deras ben utgör antenner för högre frekvenser. Generellt sett har hålmonterade kondensatorer lägre självresonansfrekvenser och för att kunna hantera brus vid högre frekvenser är det bra att ha detta i åtanke.

Ytmonterade komponenter, även kallade SMD – Surface Mounted Device, å andra sidan gör det möjligt att placera andra komponenter närmare. De är oftast billigare och lättare att montera eftersom de inte måste monteras för hand. Eftersom ytmonterade komponenter inte ansluts med några viahål får man också ett bättre referensplan.

Höljen

Skärmburkar

Även om man har designat kortet på rätt sätt, kan vissa komponenter behöva skyddas ytterligare. Detta är vanligt när man har komponenter som för sin funktionalitet måste avge en strålning så som t.ex. radiofrekventa sändare. Man kan då använda sig av skärmburkar för att skärma av komponenten ytterligare. Tillräckligt utrymme bör lämnas för att montera dessa och skärmburkarna bör frekvent anslutas till jordplanet för att erhålla en så bra skärm som möjligt. Det är inget billigt alternativ, så det bör undvikas om möjligt, men har man inget annat val så kan det vara den mest lönsamma lösningen.

Ytmonterade skärmburkar är att föredra framför hålmonterade, se kapitel Ytmonterade och hålmonterade komponenter.

För att få skärmburken så effektiv som möjligt måste man skärma av eller undertrycka allt som går igenom skärmens hölje. Signalledningar som skall gå igenom skärmen, bör göras i form av transmissionsledningar och kablage skall vara skärmade och kopplas av mot jordplanet.

Chassin

Chassin har samma egenskaper som skärmburkar. Om ett chassi inte är korrekt skyddat och anslutet kan det visa sig vara till nackdel, då den kan fungera som en stor antenn istället.

Eftersom ett chassi oftast har många kablar som penetrerar höljet, är det viktigt att alla dessa är ordentligt skärmade och avkopplade. Chassit bör generellt sätt vara ordentligt anslutet till ett jordplan vid så många punkter som möjligt.

Det är inte alltid möjligt att ansluta chassit till ett jordplan. Ett exempel är en DeviceNet-enhet som enligt standard inte får jordas i chassit. Man bör då använda en HF-jordning av chassit istället.

Avbrott i höljet

Visuella displayer och kontroller som tryckknappar, potentiometers etc., är också gränssnitt mellan den yttre och den inre miljön. De är speciellt blottade för elektrostatiska urladdningar (ESD) och utgör även ett avbrott i höljet som gör det möjligt för störningar att penetrera, vilket visas i figuren nedan.

Komponenter som är gränssnitt mot den yttre miljön bör ha metallramar som omsluter dem. Se till att ramen är ansluten till jordplanet på så många ställen som möjligt.

Eftersom en LCD utgör ett stort hål i chassit, kan det vara bra att ha ett metallplan under den som ansluts till jordplanet. På det sättet är bara LCD:n utanför höljet. Kablar anslutna till dessa bör avkopplas, men man måste tänka på att man avkopplar dessa korrekt, så att funktionaliteten bibehålls, se kapitel Avkopplings-kondensatorer.

Exempel på avbrott i hölje
Exempel på avbrott i hölje

I figuren ovan har ett hål gjorts för att en kabel skall gå igenom ett chassi. Trots att det skyddade höljet är ordentligt jordat, är hålet fortfarande fritt från jord och störningar kan lätt färdas igenom höljet med kabeln.

Avkopplings-kondensatorer

Placering av kondensatorn

Fel placering av en avkopplingskondensator kan leda till att den gör mindre eller ingen nytta alls. Som exempel kan man beakta vad som händer om en kondensator placeras i den närmre änden av en ledare, dvs. precis efter komponenten som sänder signalen. Den resterande delen av ledaren kommer då fortfarande vara utsatt för EMI, vilket kommer att störa komponenten som tar emot signalen.

Avkopplingskondensatorer måste därför placeras vid den bortre änden av en ledare, dvs. precis före komponenten som skall ta emot signalen. Det är önskvärt att vara så nära komponenten som möjligt, då den resterande längden av ledaren som agerar som antenn för störningar blir kort.

För att avkopplingskondensator inte ska placeras i layout-fasen, bör det framgå tydligt var kondensatorn skall sitta, så layout-designern inte flyttar på dem till fel ände av ledaren.

Man måste även tänka på att det fortfarande skall vara en lönsam lösning. Avkopplingskondensatorer som sitter väldigt nära komponenten men på undersidan av kretskortet, kan visa sig ha väldigt god EMC. Den dubbelsidiga monteringen som måste tillämpas kommer dock att innebära merkostnader.

Placering av viahål

Viahål bör aldrig placeras mellan avkopplingskondensatorn och komponenten. Problemet är att högfrekventa störningar kan, förutom längs ledningsbanan, färdas genom viahålet och störa komponenten. Om komponenten är störande kan störningar färdas genom viahålet till andra plan. Alla viahål bör placeras efter kondensatorn, de bör varken placeras före eller mitt på T-korsningen, utan som i exemplet i figuren nedan.

Bra respektive dålig placering av via-hål i förhållande till avkopplingskondensator
Bra respektive dålig placering av via-hål i förhållande till avkopplingskondensator

För att avkopplingskondensatorn skall kunna uppfylla sin funktion, bör viahålet placeras efter kondensatorn.

Storlek

Fel storlek på avkopplingskondensatorn kan leda till att den inte får sin önskade funktion. En stor kondensator har en låg självresonansfrekvens, se kapitel SRF – Self-Resonant Frequency. En liten kondensator har en hög impedans. Kondensatorns förhållande till impedansen framgår av följande ekvation:

{X = X_L + X_C = j\omega*L + 1/(j\omega*C)}

där X är impedansen, L är induktans, XLär induktiv reaktans och XC är kapacitiv reaktans.

För att kunna göra rätt val av kondensator, måste man ha information om vilka frekvenser som förs igenom ledarna som skall avkopplas samt hur känslig mottagaren är för störning.

Den bästa lösningen är att använda fler kondensatorer som kopplas parallellt till jord. De små kondensatorerna kommer att ta hand om de högfrekventa störningarna, medan de större kondensatorerna tar hand om lågfrekventa störningar. Nackdelen med den här lösningen är att den tar upp mer plats och att den blir dyrare. Man bör därför inte planlöst placera avkopplingskondensatorer utan att beakta vilka frekvenser som är ett verkligt problem.

För mycket känsliga signaler kan man använda filter om inte avkopplingskondensator räcker till.

SRF – Self-Resonant Frequency

Om frekvensen genom kondensatorn är högre än kondensatorns självresonansfrekvens (SRF) så börjar kondensatorn bete sig induktivt istället för kapacitivt och vid tre gånger deras SRF, blir kondensatorn helt ineffektiv. En kondensators SRF framgår oftast i deras datablad men kan även beräknas med denna formel:

{SRF = 1/(2\pi\sqrt{LC})}

där L och C är kondensatorns induktans respektive kapacitans.

Vid beräkningen skall man inte glömma att ta hänsyn till de extra induktanser som orsakas av ledare, viahål och lödningar. Se kapitel Referensplan för beräkning av en ledares impedans.

Keramiska kondensatorer är oftast bra att använda sig av, då dessa har lägre självinduktans.

Antal

Avkopplingskondensatorer är effektiva och generellt sett så uppnås ett bättre resultat med så många som möjligt. Problemet är att den designmetoden tar mycket plats och att kostnaderna för konstruktionen ökar.

För att minska på kostnaderna och arean så kan man använda samma avkopplings-kondensator för flera ledare om de är placerade i närheten av varandra och använder sig av samma typ och storlek av kondensator, principen visas i figuren nedan. Man måste dock vidta en viss försiktighet och noga undersöka vilka ledare som delar på en kondensator, t.ex. två digitala kretsar som har samma klocka in. Eftersom dessa är digitalt synkroniserade, kommer de att slå om samtidigt, vilket innebär att de kommer att ta energi samtidigt från kondensatorn. När de lastar kondensatorn samtidigt kan den visa sig vara ineffektiv och man bör i detta fall använda antingen en större kondensator eller förse dem med varsin.

Man bör i regel endast dela på en kondensator för matning- och jordledare. I andra fall bör man vara försiktig med vilka ledningar man parar ihop.

Exempel på hur man kan dela på en kondensator
Exempel på hur man kan dela på en kondensator

Notera att viahålen är placerade efter kondensatorn i figuren ovan.

Ferriter

Ferriter har liknande placeringskrav som avkopplingskondensatorer; även de kan bli helt ineffektiva om de placeras felaktigt. Ferriter är extra viktiga att använda för ledare som måste gå från en störande till en känslig area. I sådana fall är ledaren störande till dess åtgärder har vidtagits dvs. ju längre störande ledare desto längre utstrålande antenn.

Ferriten skall alltså till skillnad från avkopplingskondensatorer placeras vid den änden av ledaren som signalen utgår från. Genom att placera ferriten så nära den störande kretsen som möjligt förhindrar man ledaren från att störa ut närliggande komponenter, vilket illustreras i figuren nedan. Det är viktigt att komma ihåg att efter ferriten kan ledaren återigen ta upp störningar, så för längre ledare kan man använda sig av en avkopplingskondensator vid den mottagande kretsen för att minska störningarna ytterligare, som beskrivet i kapitel Avkopplings-kondensatorer.

Det finns ett flertal olika ferriter som är utformade och gjorda av olika material och varje ferrit är anpassad till en viss frekvens och dämpning. För att öka dämpningen kan man antingen använda flera ferriter i serie eller föra signalkabeln flera gånger igenom samma ferrit.

Bra och dålig placering av ferriter ifrån störande kretsar
Bra och dålig placering av ferriter ifrån störande kretsar

Kontaktdon

Kontaktdon som placeras fel kan leda till problem. Ett vanligt exempel är att två kontaktdon placeras i varsin ände av kretskortet och att det finns en spänningsskillnad mellan kontakterna. Det ger en ökad risk för att en ESD följer ledare tvärs över kortet, mellan kontakterna vilket kommer att störa komponenter längs vägen.

Kontaktdonen bör därför placeras på samma kant av kretskortet, på så vis kommer största delen av kretskortet inte beröras av en ESD eftersom pulsen vänder vid kanten. Genom att placera kontaktdonen på samma sida erhåller man dessutom en skyddande skärm mellan den yttre och de inre miljöerna.

Om man vill ha en bra anslutning av skärmen bör man använda kablage med 360˚ anslutningar. Andra typer av anslutningar innebär generellt att skärmningen blir effektlös.

Man bör använda sig av kontaktdon med skärm som är väl ansluten till jordplanet eller chassi för att få bättre EMC. I speciella fall, såsom Ethernet RJ-45, kan det vara fördelaktigt att använda ett kontaktdon med inbyggd transformator. I vissa fall blir skärmen så störande att jordplanet på kretskortet inte har kapacitet nog för att ta emot alla störningar. I sådana fall kan det vara bättre att jorda skärmen i kapslingen innan den jordas på kretskortet.

Kablage

En betydande del av de problem som uppstår orsakas i praktiken av kablage. Det mest effektiva sättet att möta EMC-krav är därför ofta att använda ett enda kretskort istället för flera. Genom rätt designteknik och användande av ett enda kretskort kan många konstruktioner undvika behovet av ett extra skyddande hölje.

Tyvärr så är det alternativet sällan helt realistiskt och man måste då beakta att ledare som befinner sig utanför kretskortets hölje är mottagliga för utomstående EMI. Externt kablage så som jumpers, flatkablar och andra anslutarkablar kan därför orsaka problem då störningar färdas med ledarna genom höljet. Det kan bero på att höljet inte är ordentligt skyddat eller att de externa kablarna inte är ordentligt filtrerade, undertryckta eller skärmade.

På kabelstegar befinner sig kablarna hopbuntade och stör därför också lätt varandra.

Särskilt känsliga för störningar är kablage med svag signalstyrka som befinner sig i närheten av antingen nätanslutna kraftkablage eller kablage med kraftig signalstyrka.

Lösning med signalkabel nära kraftkabel
Lösning med signalkabel nära kraftkabel

Signalledningen filtreras med ett lågpassfilter och matningsledaren avkopplas med en kondensator. Jordledarna direktkopplas till jordplanet med viahål.

Skärmade kablage

Skärmat kablage kan användas för att skydda mot två typer av fält. Elektriska fält och magnetiska fält, generellt sett så syftar man på skyddet mot elektriska fält när man talar om skärmat kablage. Hur effektiv skärmen är beror av fältets styrka samt skärmens reflektion och absorptionsförmåga.

En skärms förmåga att förhindra att spänningar uppstår definieras med dess kopplingsimpedans, Zk:

{Z_k = U_i/I}

där I är den inducerade strömmen som uppkommer ifrån störfältet. Zk, anges oftast i milliohm/m och är skärmens längdimpedans. För låga frekvenser så är längdimpedansen resistiv men för högre frekvenser så får impedansen en allt mer induktiv karaktär. För att undertrycka denna induktans så bör man använda sig av en flätad skräm. Vid högre frekvenser så har den geometriska formen den största betydelsen.

En dubbelskärmad kabel ger 10-100 gånger bättre skärmning än en enkel-skärmad kabel.

För att uppnå dämpning hos skärmen för höga frekvenser så kan man använda sig av heltäckande och helmetalliska material. Exempel på detta är rör i koppar eller järn, alternativt kan man använda sig av en heltäckande blykabel.

Generellt bör man alltid jorda skärmen i båda ändarna. Det finns dock ett viktigt undantag. Om de två jordpunkterna är överlagrade med en kraftig låg frekvent störspänning bildas en störström som går via skärmen till jord. Detta resulterar i att ett magnetiskt fält bildas, vilket stör kringliggande elektronik.

Vid lågfrekventa stör-spänningar kan det hos dubbeljordade skärmar uppstå så pass stora strömmar att skärmen fattar eld.

Tvinnade kablage

Har man en miljö som är starkt påverkad av magnetiska fält, så riskerar man att få en inducerad spänning av fältet. Den inducerade spänningen är beroende av arean mellan ledarna. Det rekommenderas därför att dra signalledaren och returströmledare så nära varandra som möjligt. En annan metod som används är att tvinna ledarna, detta resulterar i ett antal areor där varannan ger en positiv inducerad spänning över lasten och varannan en negativ, summan i slutändan kommer således att bli nära noll.

Vid användandet av en flatkabel är det bra att använda varannan ledare som jord, på så vis isoleras alla signalkablar med ett jordplan längs båda sina sidor.

Transmissions-ledningar

Stripline

En stripline definieras som en ledare med bredden W, placerad mitt emellan två jordplan och omgiven med ett dielektriskt material, med tjockleken b och dielektricitetskonstanten εr. Striplinen är placerad så att avstånden mellan jordplanen är b och avståndet mellan striplinen och jordplanen är b/2, se figuren nedan. Man kan tolka striplinen som en tillplattad koaxialkabel. Då ledarens sidor är täckt med dielektriskt material, förändrar detta ledarens beteende som t.ex. ledarens transmissionshastighet.

Stripline omsluten av ett och samma dielektriskt material
Stripline omsluten av ett och samma dielektriskt material

De två jordplanen skyddar ledaren från utomstående störningar och skulle ledaren i sig vara störande, förhindrar jordplanen den från att stråla ut och störa, se figuren nedan.

Om man har en aggressiv ledare, kan det vara fördelaktigt att sätta ut viahål längs ledarens sidor, för att bilda ett skyddande ”staket”. Då minskar risken för att störningar läcker ut längs sidorna och man får också ett stabilare jordplan.

Elektriska fältet (heldragna pilar) och magnetiska fältet (streckade ringar)
Elektriska fältet (heldragna pilar) och magnetiska fältet (streckade ringar)

Man kan här se hur det elektriska fältet dras mot jordplanen. Ju mindre avstånd mellan ledare och jordplan, desto mindre risk för att signalen läcker ut längs sidorna.

Ett kort avstånd mellan jordplanet och ledaren innebär en stark kapacitiv koppling. Det är önskvärt att öka kapacitansen eftersom det minskar impedansen. På samma vis så blir striplinen mer induktiv om jordplanen flyttas längre ifrån ledaren. Den karakteristiska impedansen beskriver vilken självinduktans ledaren har. Denna beror på många olika faktorer och kan beräknas med följande formel:

{Z_0 = \sqrt{L/C} = 1/v_{SL}}

där L och C är ledarens induktans och kapacitans per längdenhet.

Eftersom induktansen L beror på förhållandet b/2W och kapacitansen C beror på förhållandet 2W/b innebär det att om man minskar avståndet mellan jordplan och ledning, måste man även minska ledningens bredd, för att Z0 ska vara densamma.

För en kopparledning som befinner sig i luft, är transmissionshastigheten ≈ ljusets hastighet, c. Men det dielektriska materialet gör att ledarens genomtränglighet blir sämre, varav man inte får lika snabb transmissionshastighet. Transmissionshastigheten, vSL, för en stripline-ledare kan beräknas på följande sätt:

{v_{SL} = c/\sqrt{\epsilon_r}}

där εr är det dielektriska materialets relativa dielektricitetskonstant.

När transmissionshastigheten minskar kommer våglängden att göra likadant. Våglängden för en stripline-ledare kan då beräknas med formeln:

{\lambda = v_{SL}/f = c/(f\sqrt{\epsilon_r})}

där f är aktuell frekvens.

Mikrostrip

En mikrostrip definieras som en ledare med bredden W, som är dragen på ett jordat dielektriskt substrat med dielektricitets-konstanten εr och tjockleken d. Detta ger att avståndet mellan ledaren och jordplanet är d, som visas i figuren nedan.

Mikrostrip
Mikrostrip

När ledarens ena sida är täckt med dielektriskt material och den andra är täckt med luft, måste man ta hänsyn till detta vid beräkning av signalernas beteende. Man skulle kunna se på resultatet som en mix av substratets och luftens dielektricitets-konstanter, εr och ε0 där ε0 = 1. Denna konstant kallas för ”den effektiva dielektricitetskonstanten” och betecknas εe.

Som man kan se i figuren nedan, så dras det elektriska fältet mot jordplanet. Det är därför inte korrekt att approximera εe som ett medelvärde av εr och ε0. Istället är det bättre att beräkna den effektiva dielektricitets-konstanten med följande approximativa formel:

{\epsilon_e = (\epsilon_r+1)/2 + (\epsilon_r-1)/2 * 1/(\sqrt{1 + 12d/W}}

Exempel:
För ett tvålagers FR4-kort är εr ca 4,5 och d = 1,8 mm. Om man sedan väljer bredden till 0,5 mm får man:

{\epsilon_e = (4,5+1)/2 + (4,5-1)/2 * 1/(\sqrt{1 + 12*1,8/0,5} = 3,013}

Denna uträkning har en felfaktor på ca 1 %. (I dessa beräkningar antar man att mikrostrippens tjocklek är noll, ”Zero-Thickness”).

Man kan tydligt se i figuren nedan att en mikrostrip inte är lika skyddad som en stripline. Att ha ett jordplan närliggande signalen förhindrar ledaren från att stråla ut allt för mycket.

En mikrostrip inte är lika skyddad som en stripline
En mikrostrip inte är lika skyddad som en stripline

Formeln för att beräkna transmissions-hastigheten och våglängden för en mikrostripledning skiljer sig en aning från stripline. Istället för den relativa dielektricitetskonstanten εr, beräknar man med hänsyn till den effektiva dielektricitets-konstanten εe. Man får då de modifierade formlerna:

{v_{MS} = c/\sqrt{\epsilon_e}}

och

{\lambda = v_{MS}/f = c/(f\sqrt\epsilon_e)}

Den karakteristiska impedansen för mikrostrip beräknas på samma sätt som för en stripline.

{Z_0 = \sqrt{L/C} = 1/(v_{MS}*C)}

En tumregel för en mikrostrip är att man bör begränsa substratets tjocklek till 10 % av våglängden för den högsta angelägna frekvensen. Genom att applicera denna regel erhåller man ett tåligare kretskort som klarar av mycket högre frekvenser.

Exempel:
Om man använder sig av samma värden för ett FR4-kort som i exemplet ovan, kan man med hjälp av tumregeln beräkna approximativt vilken frekvens kortet är god upp till. Formeln man får från tumregeln säger att:

{d = \lambda/10 = v_{MS}/10 = c/(10f\sqrt{\epsilon_e})}

Om man sedan formulerar om formeln och sätter in värdena från exemplet får man:

{f = c/(10d\sqrt{\epsilon_e}) = 3*10^8 / (10*1,8*10^{-3}\sqrt{3,013}) \approx 9,6*10^9 = 9,6 \:Ghz}

Slutsats – Stripline vs Mikrostrip

En stripline ger bättre EMC än en mikrostrip då den har två närliggande jordplan som omsluter och skyddar den mot yttre störningar, samt hindrar den från att stråla ut och störa annat. Nackdelen är att en stripline har högre effektiv dielektricitetskonstant, vilket gör att signalerna färdas långsammare i en stripline jämfört med en mikrostrip.

Eftersom:

{\epsilon_0<\epsilon_e<\epsilon_r}

får vi även att:

{c>v_{MS} > v_{SL}}

Ytterligare en nackdel för striplineledningar är att det vid ytmontering krävs ett stort antal viahål för att komma åt signalledarna, jämfört med mikrostripledningen som inte behöver några.

Rutnätsdragning

Rutnätsdragning innebär att så många signalvägar som möjligt i det ena lagret korsar signalvägarna i det andra lagret ortogonalt. Man ansluter sedan ledarna med så många viahål som möjligt. Detta förstärker signalplanen och det bildas ett stabilare jord- och matningspänningsplan. Rutnätsdragning används eftersom ledare som går parallellt längs de båda lagren fungerar som kondensatorer och överhörning mellan lagren sker lätt.

Tänk på att två kraftledningar med olika matningsspänningar inte får anslutas till varandra, men det är fortfarande fördelaktigt om de korsar varandra.

Rutnätsdragning
Rutnätsdragning

Diskontinuitet

En ledares impedans beror inte bara på dess material utan också på dess storlek och utförande. En större tvärarea hos ledaren ger en lägre impedans, t.ex. om en ledare har samma höjd men den bortre halvan är hälften så bred som den närmre, så har den bortre delen dubbelt så hög impedans. Då ledarens impedans fördubblas kommer spänningen att göra likadant. Spänningsskillnaden gör att hela signalen inte kommer att kunna föras igenom, utan att delar av den kommer att reflekteras tillbaka. Hur mycket som kommer att reflekteras tillbaka kan beräknas med följande formel:

{\Gamma_L = U_L^-/U_L^+}

Där {U_L^+} representerar spänningen för den framåtgående vågen och {U_L^-} spänningen för den reflekterade vågen. {\Gamma_L } är reflektionsfaktorn som talar om hur mycket utav signalen som reflekteras tillbaka. Då {U_L^+} är dubbelt så stor som {U_L^-}, får vi en reflektionsfaktor på ½, hälften av strömmen kommer alltså att reflekteras tillbaka. I figuren nedan illustreras en allvarlig diskontinuitet där stora delar av effekten i signalen aldrig når sitt mål.

 

Schematisk beskrivning av grov övergång
Schematisk beskrivning av grov övergång

Genom att göra mjukare övergångar, enligt figuren nedan, kan man minska eller undvika reflektioner helt. För mer information om ledningsdragning se avsnitt Ledningsdragning.

 

Mjuka övergångar
Mjuka övergångar

Differentiell-mode och Common-mode

Differentiell-mode (DM)

DM är när man har två insignaler som är motsatta varandra, dvs. den ena är en negation av den andra. Då den ena signalen är fasförskjuten 180° mot den andra och båda ledningarna är parallella har DM-ledningarna som bäst EMC-egenskaper. Vid denna konstruktion tar eventuella störningar ut varandra.

Då DM-ledningarna går parallellt längs varandra i en kabel och de utsätts för EMI, berörs den ena ledningen mer än den andra, se figur nedan. När skillnadsspänningen sedan skall förstärkas av en differentialförstärkare, kommer även störningen att förstärkas.

Genom att tvinna ledningarna kommer störningen att injiceras lika mycket på båda två, vilket gör att spänningsskillnaden fortfarande är lika stor.

Olika inducerad spänningsskillnad
Olika inducerad spänningsskillnad

Common-mode (CM)

CM innebär att man sänder samma signal längs två ledare. Elektriskt sett, två strömmar som färdas i samma riktning, t.ex. två inspänningar som är lika stora. Då CM inte har någon returström har den extremt svårt att hantera EMI och är en av de största orsakerna till EMC-problemen.

CM-strömmar uppstår vid obalans av olika ledningar, när olika strömmar blandas ihop och strömmar flyter igenom oönskade returledningar. Detta kan bl.a. bero på att returströmmarna inte går parallellt med sina ursprungliga signalledningar. De kan också uppstå pga. klyvningar och avbrott i referensplanen, eller pga. att flera olika signalledningar delar på samma area av ett referensplan.

Känsliga och störande ledningar bör inte dras automatiskt, se kapitel Automatisk ledningsdragning. Dessa bör dras för hand och man bör se till att de paras ihop med motstående ledningar. Retur-strömmar bör ständigt följa sina signalledningar och inte skiljas åt av klyvningar, avbrott eller dylikt.

Galvanisk isolation

En galvanisk koppling innebär att signalen inte är direkt elektriskt sammankopplad. Denna isolationsteknik är bra för att undertrycka och förhindra störningar från att föras igenom den galvaniska isolationen. Exempel på komponenter som kan användas för galvanisk isolation är transformatorer och optiska isolatorer.

En transformator består av två induktanser, som kan ha en gemensam kärna. Dessa induktanser har ingen fysisk förbindelse vilket innebär ett avbrott för likspänning. Men eftersom de olika spolarna har ett gemensamt magnetfält, kommer vid växelspänning spänningsfallet att överföras från den ena spolen till den andra. I en transformator undertrycks alltså CM-strömmar från att färdas från den ena spolen till den andra.

Optiska isolatorer är fysiskt sammankopplad men inte elektriskt. Den elektriska signalen överförs optiskt via fotodioder och är därför inte lika känslig för EMI. Optiska isolatorer har väldigt goda EMC-egenskaper men är precis som transformatorer förhållandevis dyra.

Kjell_Blomqvist[1]

Kjell Blomgren

IT/Quality Manager

kjell.blomgren@inission.com

direkt +46 8 56 44 06 61

mobil +46 725 14 06 61

Kommentera den här artikeln

Din e-post (obligatorisk)

Inipedia meny
x